CTスリップリングノイズ抑制用N4700フィルタコンデンサ

CTスリップリングノイズ抑制用N4700フィルタコンデンサ

抽象

スリップリングは、CTガントリーをケーブルなしで回転させる機能を持つ一方で、検出器同期リンクに広帯域ノイズを注入します。本稿では、ノイズ発生モデル、3つの結合経路、および重要な数値（数十ボルトの接触ノイズ、100mVの誘導電圧、140mAの容量性電流）について説明します。さらに、検出器ジッタを100ps RMS以下に抑えるための6つの設計ステップとコンデンサパラメータを示します。

はじめに

CTガントリーは毎秒最大4回転する。スリップリングは数百アンペアの管球駆動電流を回転フレームに供給し、検出器データを固定フレームに送り返す。同じリングは、DASクロック、フレームトリガー、およびデータ準備完了信号も通過させる。

これら3つの信号によって、各検出器列のサンプリングタイミングが設定されます。ブラシとリングの接触面は決して完全に清浄ではありません。表面の粗さや酸化膜によって、電流を流すことができる微小な接触点がわずかにしか残らないためです。ガントリーが回転すると接触抵抗が変化し、それに伴って接触部の電圧も変化します。

その結果、数十kHzから数百MHzまでの広帯域ノイズバーストが発生する。HVCはCT画像品質に関する苦情を調査し​​、異常の約25%が効果的なノイズ抑制が行われていないスリップリングノイズ経路に起因することを突き止めた。数百ミリボルトのノイズでもサンプリング時点がずれてしまい、ずれた時点によってピクセル行がずれる。

この記事では、ノイズ発生モデル、3つの結合経路、6つの設計ステップ、および検出器のジッターを100 ps RMS以下に抑えるためのコンデンサパラメータについて説明します。

2. コアメカニズム

2.1 時間領域および周波数領域における接触ノイズ

ブラシとリングは微細な接触点のネットワークを介して接触するため、接触抵抗R_contactは回転時間によって変化する。

R_contact(t) = R_0 + Σ ΔR_i · δ(t − t_i)

ここで、R_0は平均接触抵抗（mΩ）、ΔR_iはi番目のマイクロコンタクトにおける抵抗ステップ（mΩ）、t_iはそのステップの瞬間、δはインパルス関数である。

変化する抵抗を流れる電流は、ノイズ電圧を発生させる。

V_noise(t) = I · ΔR_contact(t)

ここで、Iはリング電流（A）、ΔR_contactは接触抵抗の変化（mΩ）、V_noiseは接触ノイズ（V）です。

立ち上がりエッジはナノ秒の範囲に達し、スペクトルは数十kHzから数百MHzに及ぶ。全負荷状態のCTスリップリングでは、接触ノイズが数十ボルトに達し、インバータのスイッチング周波数とその高調波でピークを示す。

2.2 コモンモード伝導とディファレンシャルモード伝導

コモンモードノイズは信号線と基準グランドに同時に発生し、ループ全体に電流を流します。

I_CM = V_CM / (Z_CM_source + Z_CM_path + Z_CM_load)

ここで、V_CMはコモンモード電圧（V）、Z_CM_sourceはソースインピーダンス（Ω）、Z_CM_pathはパスインピーダンス（Ω）、Z_CM_loadは負荷インピーダンス（Ω）、I_CMはコモンモード電流（mA）である。

ジェネレーターの電力ループは、スリップリング式電力リングを介して真空管に電力を供給します。このループ内の電流リップルにより、リングインピーダンスの両端にコモンモード電圧が発生します。この電圧は、ガントリー接地システムを介して検出器の基準接地に到達し、接地設計が不十分な場合、その一部が差動モードノイズに変換されます。

2.3 誘導性および容量性近接場結合

リングの周囲に流れる高電圧パルス電流は、変化する磁場を発生させ、それが隣接する信号ループに電圧を誘導する。

V_ind = −M · dI/dt

ここで、Mは相互インダクタンス（nH）、dI/dtは電流スルーレート（A/s）、V_indは誘導電圧（mV）である。

管電圧の切り替え中、dI/dtは10⁸ A/sに達する。相互インダクタンスがわずか1 nHの場合、誘導電圧は信号ループ上で100 mVを超える。

高電圧ノードから信号線への浮遊容量は、2つ目の結合経路を追加する。

I_cap = C_parasitic · dV/dt

ここで、C_parasiticは浮遊容量（pF）、dV/dtは電圧スルーレート（kV/µs）、I_capは結合電流（mA）である。

立ち上がり時間100ナノ秒の140kVパルスは、0.1pFの浮遊容量を通して140mAの電流を流します。これは、検出器クロックドライバが供給する電流よりも大きい値です。

2.4 回転ジョイントにおける接地ループ

回転フレームと固定フレームは電気的に接続されなければならず、長い接地ケーブルとガントリー構造によってループが形成される。ループ内のノイズ電流は、ループインピーダンスの両端に電圧を発生させる。

V_loop = −dΦ/dt = −B · dA/dt

ここで、ΦはWb単位の磁束、BはT単位の磁束密度、Aはcm²単位のループ面積、V_loopはmV単位の誘導ループ電圧である。

ループ面積が大きいほど、磁束変化と誘導電圧が大きくなる。高周波インピーダンスを無視した接地設計では、ループが効率的なノイズ経路となってしまう。

図1 — 接触ノイズ、100mVの誘導電圧、140mAの容量性電流がクロックに到達します。5mm以内のバイパスにより、ジッタは100ps以下に抑えられます。

3. エンジニアリング上の課題

問題点1：信号リングが電源リングの隣に配置されている

スリップリングの軸方向のスペースは狭いため、一部の設計では信号リングを電源リングに近接させ、シールド層を設けていない。その結果、管駆動電流のステップによってノイズが同期リングに直接伝わってしまう。64スライスCTスキャナでは、ヘリカルスキャン中にリングアーチファクトが発生し、スペクトル解析の結果、DASクロックと電源リング電流に同じ周波数が検出された。シールド層を設けた新しいリングレイアウトを採用することで、このアーチファクトは解消された。

問題点2：グランドループがコモンモードノイズを伝達する

回転フレームと固定フレームには低インピーダンスの接続が必要であり、長い接地ケーブルとガントリーフレームでループが形成される。ループ内のノイズ電流によって電圧降下が発生し、その電圧はシールドと基準電極間の電位差を介して検出器のフロントエンドに到達する。接地設計で高周波インピーダンスが高く設定されている場合、ループはアンテナとして機能する。

問題点３：フィルタ部品は数十MHzを超える周波数でバイパス特性を失う

アルミ電解コンデンサと低電圧セラミックコンデンサは、数十MHz以上の周波数では開放回路のように見えるため、スリップリングノイズをほとんどバイパスしません。リード線のインダクタンスと静電容量が直列共振を形成するため、部品の選択と同様に配置も重要です。

f_s = 1 / (2π · √(L_lead · C))

ここで、L_leadはリードインダクタンス（nH）、Cは静電容量（pF）、f_sは直列共振周波数（MHz）である。

f_sを超えると、この部品はインダクタとして動作し、バイパス経路は消滅します。リードインダクタンスが20 nHの1 nFコンデンサは35 MHzで共振し、これはスリップリングのノイズ帯域内にあります。

4. 設計手順

戦略1：スリップリングを機能別にゾーン分けする

リングを高電圧電源ゾーン、低電力ゾーン、アナログ信号ゾーン、デジタル同期ゾーンに分割します。各ゾーンは金属製の仕切りと導電性ガスケットで分離します。デジタル同期リングは、電源リングから離れた最外層または最内層に配置します。接合部が接着された銅またはアルミニウム製の仕切りは、40 dB～60 dBの遮蔽効果を発揮します。

戦略2：レイアウトの前に地上経路を設計する

低周波制御回路には一点接地を、高周波電流にはノイズ源付近で多点接地を使用してください。回転フレームと固定フレームは、低インピーダンスのスリップリングまたは編組銅ストラップで接続してください。重要な信号は、シールド付きツイストペアケーブルで差動ペアとして配線し、シールドは受信側でのみ接地してください。

戦略3：バイパスコンデンサをコネクタに取り付ける

各信号線とグランドの間に、コネクタピンから5mm以内にN4700クラスIセラミックコンデンサを配置してください。定格電圧2kV以上、部分放電（PD）5pC以下の470pF～2.2nFの部品で、スリップリングノイズ帯域をカバーできます。2つまたは3つの小型部品を並列接続すると、1つの大型部品よりもバイパス帯域を効果的に拡張できます。

ESL_total = ESL / n, ESR_total = ESR / n

ここで、ESLとESRは1つのコンデンサのインダクタンスと抵抗、ESL_totalとESR_totalは並列接続した場合の等価インダクタンス（それぞれnHとmΩ）、nは並列接続された部品の数を表します。4つの部品を並列接続すると、1つの部品のインダクタンスの25%になります。

戦略4：各信号ペアにコモンモードチョークを追加する

直列接続されたコモンモードチョークは、バイパスコンデンサでは除去できない電流を抑制します。チョークのインピーダンスは、ループ全体のインピーダンスよりも支配的になるように設定してください。

Z_CM ≥ 10 · (Z_source + Z_load)

ここで、Z_CMはチョークインピーダンス（Ω）、Z_sourceはソースインピーダンス（Ω）、Z_loadは負荷インピーダンス（Ω）であり、係数10は20dBの抑制マージンを設定します。100MHzで600Ωのチョークは、CTスリップリングが生成する10MHzから100MHzの帯域をカバーします。

戦略5：検出器の電源入力もフィルタリングする

DAS電源入力は、同じノイズに対する2つ目の入り口です。各入力にπ型またはT型フィルタを構築し、両側にセラミックコンデンサ、中央にフェライトビーズまたはチップインダクタを配置します。帰還経路は短く幅広くし、フィルタのグランドを検出器のグランドプレーンに一点で接続します。

kVフィードバック分圧器には、同じ低インダクタンス部品を使用してください。 HVRGXPサンプリング抵抗器 (NAIST) と HVR-BSP 厚膜抵抗器 分圧コンデンサの温度係数を一致させる。

戦略6：TDRと近距離走査で検証する

時間領域反射率測定法を用いて同期線に沿ったインピーダンスを測定し、コネクタ、ビア、シールド破損箇所からの反射点を特定します。近接場プローブを用いてリング周囲の電界をスキャンし、漏洩ホットスポットを特定します。次に、フルロードヘリカルスキャン中に検出器のジッターを測定し、100 ps RMS以下に維持します。

コンポーネントパラメータ	標準値	試験条件
定格電圧（HVCT8Gシリーズ）	10kV DC	60秒間、1.5倍の高電圧試験
キャパシタンス	4700 pF ±20% (472M)	1 MHz、1 V rms
1MHzにおけるESR	50 mΩ未満	-
ループインダクタンス（E40コード）	8 nH未満	端子間隔40mm
絶縁抵抗	500V DCで10GΩ以上	25℃、相対湿度60％
使用可能温度範囲	−40℃～+125℃	IEC 60068-2シリーズ
パルスdv/dt機能	50 kV/µs以上	定格電圧で

5. スリップリングノイズ抑制用HVC N4700コンデンサ

2つのコンデンサ特性によってバイパス深度が決まります。ノイズ周波数でのインピーダンスと、温度とバイアスに対する安定性です。HVCは N4700 東莞にある6,000平方メートルの自社工場で製造された、1kVから150kVまでの電圧範囲に対応するクラスI部品を両方供給しています。

ここで重要な6つのパラメータ

• ESLは8 nH未満です。 HVCT8Gネジ端子シリーズ 直列共振を高く維持することで、スリップリングのノイズ帯域全体にわたってバイパス経路が開いたままになる。
• 1MHzにおけるDF値は0.1%未満。低損失により、スリップリングが生成するバイパス電流下でも部品の温度上昇を抑えます。
• TCCは±30 ppm/℃です。静電容量はガントリーの温度範囲全体で一定であるため、バイパス深さは低温室でも高温ガントリーでも同じです。
• 定格電圧の1.5倍において、部分放電（PD）が5 pC未満であること。これにより、フィルタコンデンサがリング上の新たな放電源となるのを防ぐことができる。
• 定格電圧は2kV以上。同期リンクは高電圧ノードを参照するため、部品には実電圧マージンが必要です。
• 調整された部品と相互参照。 高速回復型高電圧ダイオード (NAIST) と フィルムコンデンサ 同じラインから来ており、HVC部品は電気的パラメータに適合しています。 村田製作所 DHS/DHR およびビシェイ HVCC.

配送とサポート

標準部品は4～8週間、カスタムフィルターアレイは6～10週間で出荷されます。これは、上記の他社製品の20～30週間と比べて大幅に短い期間です。HVCのアプリケーションエンジニアリング部門は、結合経路解析、フィルターシミュレーション、および近距離場検証をサポートします。

リングレイアウト、信号の種類、ノイズ帯域、およびジッタ目標値をお送りください。HVCは、部品番号、ノイズ周波数におけるESRおよびESLデータ、および2つのサンプルからなる評価キットを記載したコンデンサマッチングシートを5営業日以内に返送します。

6。 よくある質問

Q1：検出器クロックにおけるスリップリングノイズは、どの結合経路が支配的か？

100 MHz 未満では、通常、誘導経路が支配的になります。これは、電源リング電流のスルーレートが高く、信号リングがそれに近い位置にあるためです。V_ind = −M · dI/dt は振幅を表します。10⁸ A/s で相互インダクタンスが 1 nH の場合、誘導電圧は 100 mV を超えます。100 MHz を超えると、I_cap = C_parasitic · dV/dt が kV パルスのエッジレートに比例するため、容量経路が大きくなります。

Q2：バイパスコンデンサはコネクタからどれくらい近い位置に配置する必要がありますか？

リードインダクタンスによって直列共振周波数がノイズ帯域以下に引き下げられない程度に近づけてください。リードインダクタンスが20 nHの場合、1 nFの部品は35 MHzで共振し、それ以上の周波数では誘導性になります。コンデンサはピンから5 mm以内に取り付け、ESLを8 nH以下に保ってください。2つまたは3つの小さな部品を並列に接続すると、1つの大きな部品よりも共振周波数を高くすることができます。

Q3：低電圧セラミックコンデンサでこの役割を果たすことはできますか？

理由は2つあります。同期リンクは高電圧側を参照するため、コンデンサには2kV以上の定格が必要です。また、低電圧部では電圧係数の強いクラスII誘電体を使用しているため、DCバイアス下では静電容量が低下し、バイパス深度は動作点によって変化します。

Q4：設計において、どの程度のジッタ目標値を維持すべきでしょうか？

フルロードヘリカルスキャン中に検出器で測定したRMS値が100 ps未満であること。これは、実際にリングアーチファクトを除去するのに必要な値です。DASクロック、フレームトリガー、データ準備完了ラインの3点を確認してください。いずれかのラインに不具合があると、ピクセル行がずれる可能性があります。

Q5：遮蔽だけで問題は解決しますか？

シールドは放射経路を遮断しますが、伝導経路は開いたままです。コモンモード電流は電源リングと接地システムを通して流入するため、コンパートメントだけでは遮断できません。リングをゾーン分けし、フレームを低インピーダンスのストラップで接続し、各信号入力をフィルタリングし、コモンモードチョークを追加します。これら4つの対策は一体となって機能します。

Q6：修正プログラムはリリース前にどのように検証されますか？

3つの測定項目があります。同期線上での時間領域反射率測定により、反射点と遮蔽破壊箇所を特定します。リングの近接場プローブスキャンにより、漏洩ホットスポットを特定します。次に、フルロードヘリカルスキャンにより、検出器のジッターを100 ps RMSの目標値と比較して測定します。これら3つの項目すべてに合格した設計は、実環境下でも画像品質を維持します。

7。 リファレンス

1. IEC 60601-1:2005+AMD1:2012, 医用電気機器 ― 第１部：基本安全及び必須性能に関する一般要求事項ジュネーブ：IEC、2012年。
2. IEC 60601-2-54、 医用電気機器 ― 第2-54部：放射線撮影および放射線検査用X線装置の基本安全および必須性能に関する個別要求事項ジュネーブ：IEC、2018年。
3. IEC 60384-8、 電子機器用固定コンデンサ ― 第8部：セラミック誘電体固定コンデンサ、クラス1ジュネーブ：IEC、2015年。
4. IEC 60270、 高電圧試験技術 ― 部分放電測定ジュネーブ：IEC、2015年。
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10. HVCアプリケーションエンジニアリングチーム、 高電圧セラミックコンデンサ 技術リソース、https://www.hv-caps.com