ESUインバータ向けスナバ回路の熱設計（CAEシミュレーション付き）

ESUインバータ向けスナバ回路の熱設計（CAEシミュレーション付き）

抽象

SiCおよびGaNスイッチへの移行により、ESUインバータの周波数は300kHzを超え、エッジ時間は100nsから10nsに短縮されました。スナバ損失は周波数とともに増加するため、Si時代には低温で動作していた抵抗器が、現在では現場で焼損するようになります。この記事では、損失方程式、2段階のSPICE-FEMワークフロー、4つのトラップ、および温度を正常に戻すための部品選択について説明します。

はじめに

SiC MOSFETとGaN HEMTはESUインバータ設計に採用されるようになりました。スイッチング周波数は20kHzから100kHz、さらに300kHzから2MHzまで上昇し、エッジタイムは50nsから200nsから5nsから20nsまで短縮されています。総合効率は2～4ポイント向上しています。

ゲインを上げるには必ずコストがかかります。スナバ抵抗の損失は周波数に比例するため、f_swが5倍になると損失も5倍になります。また、エッジ時間が短くなると、スイッチにかかる電圧スパイクも高くなります。

400WのESUプロトタイプの1つにその影響が見られる。シリコンスイッチでは低温を保っていた10Ω、2Wの抵抗器が、SiCに変更された後は110℃まで上昇し、現場で3ヶ月以内に故障した。

シミュレーションだけでは、この問題は解決できません。回路シミュレータは電力は出力しますが、温度は出力しません。熱シミュレータには電源入力が必要です。これらを別々に使用すると、ギャップが生じ、組み立てられたユニット内の抵抗器が焼損してしまいます。この記事では、連携したワークフローと、その背後にある数値について説明します。

2. コアメカニズム

2.1 スナバ損失の発生源

RCまたはRCDスナバ回路では、抵抗R_sの両端でエネルギーが流れます。スイッチがオフになると、コンデンサC_snubがR_sを通して充電され、誘導エネルギーの一部が熱に変換されます。スイッチがオンになると、コンデンサはR_sを通してバスに放電し、残りのエネルギーが熱に変換されます。

E_cycle ≈ C_snub · V² / 2

ここで、C_snubはスナバ容量、Vはクランプ電圧、E_cycleは1回のスイッチングサイクルで吸収されるエネルギーである。

P_R = E_cycle · f_sw = ½ · C_snub · V² · f_sw

ここで、f_swはスイッチング周波数、E_cycleはサイクルあたりのエネルギー、P_Rは抵抗器の平均電力である。

数値を見れば、その変化が理解できるだろう。C_snubが470pF、Vが600V、f_swが50kHzの場合、P_Rは約0.42Wとなり、これは1206サイズの部品で処理できる値だ。同じ回路を400kHzにすると、3.36Wとなり、この部品は限界に達する。

2.2 SPICE解析とFEM解析を組み合わせたワークフロー

回路の過渡現象から温度場への橋渡しは、3つのステップで行われます。まず、デバイスのC_oss、PCBの寄生容量、およびトランスの漏洩インダクタンスを含む完全な回路をSPICEツールで構築します。各部分の瞬時電力を1サイクルにわたって積分し、平均電力とE_cycleを取得します。

次に、それらの電力を基板の3D熱モデルにマッピングします。ジオメトリには、銅層、パッド、サーマルビア、およびヒートシンクが必要です。材料特性は、銅、FR4、セラミック、およびアルミニウムを対象とします。コンポーネント表面のメッシュは0.1mmよりも細かくしてください。

第三に、各部品の最高温度を定格制限値と比較します。値が制限値を超えた場合は、手順1に戻ってC_snubまたはR_sを調整するか、手順2に戻ってレイアウトを変更します。すべての部品がマージン内に収まるまで、この手順を繰り返します。

2.3 熱抵抗と温度上昇

ΔT = P_R · (θ_JA + θ_HS)

ここで、θ_JAは接合部から周囲への熱抵抗、θ_HSはヒートシンクから周囲への項、P_Rは抵抗損失、ΔTは周囲温度からの定常的な上昇である。

HVC HVR-HTE 5 W の部品では、静止空気中で θ_JA が約 80 °C/W、100 × 100 × 10 mm のアルミニウム板上で約 35 °C/W を示します。P_R = 2.8 W では、2 つの取り付け方法でそれぞれ 224 °C 上昇と 98 °C 上昇が見られました。どちらも合格基準を満たしていないため、損失はソース側で低減する必要があります。

2.4 周波数、エッジ時間、およびスパイク電圧

スイッチの速度が速くなるにつれて、2つの効果が同時に現れる。損失はf_swに比例して増加し、電圧スパイクはループの浮遊インダクタンスと電流勾配に比例して増加する。

V_spike ≈ L_stray · di/dt

ここで、L_strayはスナバループの浮遊インダクタンス、di/dtはターンオフ時の電流勾配、V_spikeはバス電圧を超えるオーバーシュートである。

電流勾配が2000 A/µsで、インダクタンスが30 nHのループでは、オーバーシュートが60 Vになります。ループインダクタンスを半分にすると、オーバーシュートは30 Vに低下します。そのため、レイアウトは部品選定と同様に検討すべき事項となります。

図1 — 損失はf_swに比例するため、50kHzから400kHzでは8倍になります。C_snubをトリミングしてアルミニウムに取り付けると、ピークが105℃から78℃になります。

3. エンジニアリング上の課題

問題点1：SiCへの移行後の抵抗器の焼損

ある400Wの電気サブマシンガンメーカーがSiC MOSFETに変更したところ、3ヶ月以内に23%の返品が発生した。故障箇所はスナバ抵抗器とその隣のはんだ接合部だった。熱画像検査の結果、抵抗器の表面温度は定格の105℃に対し128℃に達していた。

同じユニットは回路シミュレーションと熱シミュレーションの両方に合格した。どちらのモデルももう一方の入力データを持っていなかったため、返品データが届くまで、どちらのモデルも接合部の温度が128℃になることは示さなかった。

問題点2：Si時代のルールが新しいデザインにも引き継がれている

従来、10Ω、2Wの抵抗器の組み合わせは、20kHz～100kHzの動作周波数を想定していた。400kHzでは損失が約8倍になるが、それに対応する既存のルールは存在しない。シミュレーションワークフローが導入されない限り、新しいデバイスが開発されるたびに、設計者は試行錯誤を繰り返さざるを得ない。

問題点３：熱設計とEMI対策は相反する方向に向かう

スナバ回路の容量を小さくすると損失は減少しますが、電圧スパイクが大きくなり、EMI（電磁干渉）が悪化します。容量を大きくするとスパイクは平坦化されますが、損失は大きくなります。経験的な調整では、どちらか一方を犠牲にして他方を最適化できるため、両方の値を定量的に変化させる必要があります。

問題点4：分離されたツールチェーンはホットパーツを隠蔽する

回路シミュレータは温度を出力せず、熱シミュレータは電力入力を必要とします。これらを別々に実行すると、ピーク温度を20℃から40℃も誤差で捉え損ねることがあり、その誤差が設計マージン全体を消費してしまいます。SPICEの電力値を各反復処理で熱モデルに渡すことで、この差は解消されます。

4. 設計手順

戦略1：回路シミュレータでC_snubを調整する

C_ossの2～3倍というルールは、往々にして寛大すぎる。400kHzプラットフォームでのスイープテストでは、C_snubを330pFに設定してもスパイクを抑制でき、470pFの場合よりも30%少ないエネルギーを吸収することが示された。この変更だけでP_Rは4.2Wから2.9Wに削減される。

戦略2：R値を上げて放電時間を延長する

抵抗Rを10Ωから15Ωに変更すると、放電定数τ = R・Cは4.7nsから4.95nsに延長され、ピーク過渡電力は低下する。平均電力はほとんど変化しない。HVC HVR-HTE 厚膜抵抗器 1Ωから100MΩ、5Wから50Wの範囲をカバーするため、スイープには十分な余裕があります。

戦略3：部品から熱をそらす

An HVR-HTE 100 × 100 × 10 mmのアルミ板上の部品は、θ_JAを80 °C/Wから35 °C/Wに低下させます。基板裏面の銅箔とサーマルビアアレイは、プレートなしで25 °C/Wから30 °C/Wに達します。シャーシに適合する方を使用し、組み立て済みのユニットで値を確認してください。

戦略4：スナバーループを切断する

浮遊インダクタンスがスパイクを発生させるため、コンデンサ、ダイオード、抵抗器はスイッチ端子に密着させてください。ループ面積は1cm²以下に抑えてください。ループインダクタンスを50%削減すると、スパイクが30%以上低減され、ストレスと損失の両方が軽減されます。

戦略5：スナバコンデンサにクラスI誘電体を使用する

tan δ = 2.5% の X7R スナバコンデンサは、400 kHz、3 A rms で 90 mW の自己発熱を起こします。tan δ = 0.1% のクラス I 部品は 3.6 mW の自己発熱を起こし、これは 96% 少ない値です。この熱は本体内部に蓄積されるため、サーマルカメラでは見逃されることがよくあります。 N4700 あらゆるスナバーポジションにおいて。

戦略6：SPICEからFEMへのループを自動化する

2つのツールをスクリプトで連携させ、1回の実行で20～50個のパラメータセットをスキャンします。手動チューニングには数日かかりますが、自動スキャンなら数時間で済みます。ピーク温度が定格制限値から15℃以内にあるセットはすべて除外するルールを追加します。

戦略7：リリース前にベンチテストで検証する

最悪のケースを想定して30分間実行し、抵抗器のケース温度を記録します。測定されたピーク値とシミュレーション値を比較してください。10℃を超える差がある場合は、モデルに銅が欠落しているか、組み立て時に取り付けミスが発生していることを示しています。

コンポーネントパラメータ	標準値	試験条件
定格電圧（HVCT8Gシリーズ）	10kV DC	60秒間、1.5倍の高電圧試験
キャパシタンス	4700 pF ±20% (472M)	1 MHz、1 V rms
1MHzにおけるESR	50 mΩ未満	25°C
ループインダクタンス（E40コード）	8 nH未満	端子間隔40mm
絶縁抵抗	500V DCで10GΩ以上	25℃、相対湿度60％
使用可能温度範囲	−40℃～+125℃	IEC 60068-2シリーズ
パルスdv/dt機能	50 kV/µs以上	定格電圧で

5. スナバ分岐用のHVC部品

HVCは、東莞にある6,000平方メートルの自社工場から、ESUスナバ回路のコンデンサと抵抗をマッチングセットとして供給している。

ここで重要な6つのパラメータ

• N4700クラスIスナバコンデンサは、1MHzにおけるtanδが0.1%以下であるため、自己発熱は400kHz、3Armsで約3.6mWに抑えられます。
• HVCAリード線にかかる電圧範囲は1kVから50kV DCです。 HVCTネジ端子、およびHVDCTドアノブシリーズ。
• HVR-HTE アルミニウム基板上に作製された、5Wから50Wまでの厚膜抵抗器。θ_JAは15℃/Wから25℃/W、TCRは±100ppm/℃以下。
• パルスエネルギー定格は連続定格の10～20倍であり、部品の定格を下げることなくスナバ放電の過渡現象に対応できます。
• 連携した部品。 HVRGXPサンプリング抵抗器 電流検出用および 高速回復ダイオード クランプパスは同じロットから出荷されます。
• 一流ブランドとの相互参照。HVC部品は、以下の電気的パラメータと信頼性データに適合します。 ビシェイ村田製作所、TDK、KEMETの同等品。

配送とサポート

標準部品は4～8週間、マッチングセットは6～10週間で出荷されます。これは、上記のブランドの標準的な納期である20～30週間と比べて大幅に短縮されています。HVCのアプリケーションエンジニアリングチームは、設計チームと共にSPICE損失抽出と熱マッピングを実行し、各部品のピーク温度とディレーティングマージンを記載したレポートを返却します。

スイッチング周波数、デバイスのC_oss値、スナバ値、基板外形図、および周囲温度制限値をお送りください。HVCは、5営業日以内に、マッチングされたコンデンサと抵抗器のセット、インピーダンスモデル、および2つのサンプルからなる評価キットを返送します。

6。 よくある質問

Q1：SiCへの移行後、スナバ抵抗器が故障するのはなぜですか？

損失は​​スイッチング周波数に比例するため、P_R = ½ · C_snub · V² · f_sw となります。つまり、50 kHz から 400 kHz に周波数を上げると、同じ抵抗器でも損失が 8 倍になります。シリコン設計では低温で動作していた 10 Ω、2 W の部品が、変更後は 110 °C 以上に達し、数か月以内に故障します。

Q2：最初にどの値を変更すればよいですか？

損失は​​C_snubに直接比例するため、まずC_snubをカットしてください。400kHz、300Wのプラットフォームでは、C_snubを470pFから330pFに変更すると、P_Rが4.2Wから2.9Wに低下し、スパイクも抑制されます。次に、Rを15Ωに上げ、ヒートシンクを追加し、ループ面積を縮小してください。

Q3：ヒートシンクはどれくらい効果がありますか？

オン HVR-HTE 5 Wの部品では、θ_JAは静止空気中では80℃/Wですが、100×100×10 mmのアルミニウム板上では35℃/Wに低下します。2.8 Wでは、224℃の上昇が98℃の上昇に変わります。部品はまだ熱すぎるため、取り付け作業を完了するには損失を下げる必要があります。

Q4：完全な3D熱モデルが必要ですか？

定格制限値から15℃以内の部品であれば、はい。モデルは熱がどこに伝わり、どの銅面積が温度上昇を決定するかを示します。40℃の余裕がある部品であれば、ΔT = P_R · (θ_JA + θ_HS) の式を用いた手計算で設計を承認できます。

Q5：スナバコンデンサは抵抗器を加熱できますか？

可能です。tan δ = 2.5% のクラス II コンデンサは、400 kHz、3 A rms で 90 mW の自己発熱を起こし、その熱は同じ銅と空気に伝わります。一方、0.1% のクラス I 部品は、自己発熱を 3.6 mW に抑えます。どちらの温度も、N4700 に交換すると低下します。

Q6：シミュレーションが正しいかどうかは、どうすればわかりますか？

最悪の条件下で、シミュレーションで得られたピーク値と実測値を比較してください。10℃未満の差であれば、モデルは使用可能です。差が大きい場合は、通常、モデルの銅箔量が少なすぎるか、熱伝導ビアがないか、または製造されたユニットが図面と異なっていることを意味します。

7。 リファレンス

1. IEC 60601-1:2005+AMD1:2012, 医用電気機器 ― 第１部：基本安全及び必須性能に関する一般要求事項ジュネーブ：IEC、2012年。
2. IEC 60601-2-2：2017、 医用電気機器 ― 第2-2部：高周波外科機器の基本安全及び必須性能に関する個別要求事項ジュネーブ：IEC、2017年。
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