MPC飽和リアクトルクランプ用スナバコンデンサの選定

MPC飽和リアクトルクランプ用スナバコンデンサの選定

抽象

磁気パルス圧縮回路の各飽和リアクトルは、パルスごとにBHループ全体を掃引します。コアが飽和すると、蓄積された磁化エネルギーは制御された行き先を必要とします。行き先がないと、ループの浮遊容量が蓄積され、保護対象であるスイッチが破壊されます。本稿では、誘導過電圧、磁化エネルギー、クランプ容量、およびダイオードの必要量を導出し、100Hz圧縮機用のクランプ容量を決定します。

はじめに

圧縮チェーン内の各磁気スイッチは、パルスごとにBH磁化ループ全体を掃引します。コアが飽和していない間は、その大きな不飽和インダクタンスに磁化エネルギーが蓄積されます。

ボルト秒積がなくなると、コアが飽和し、インダクタンスが崩壊する。蓄積されたエネルギーは新たな経路を必要とし、スイッチはファラデーの法則によって最も急峻な変化率で設定された電圧を感知する。

制御されたクランプがないと、そのエネルギーによってループの寄生容量が充電され、チェーンが保護するために構築された半導体自体にスパイクが発生します。1.2 kVのSiCスイッチに7.2 kVの過渡電圧が発生すると、最初のイベントでステージが終了します。

磁気スイッチ保護回路は、コンデンサと直列に接続された高速回復ダイオードを備えた分岐回路を追加します。この分岐回路はスパイクを抑制し、磁化エネルギーを吸収し、次のサイクルに向けてコアの磁束をリセットします。その性能は、コンデンサ、ダイオード、およびループの形状に依存します。

2. コアメカニズム

2.1 飽和過電圧

原子炉が停止している間の原子炉の両端の電圧は、ファラデーの法則に従う。

V = N × A_e × dB/dt

ここで、Vは誘導電圧、Nは巻数、A_eは有効コア断面積、dB/dtは飽和時の磁束率である。

6ターン、断面積2cm²のMetglas 2605SA1コアは、200nsでΔB = 1.2Tを掃引します。これは、6×10^6T/sの磁束率に相当します。誘導電圧は6×2×10^-4×6×10^6、つまり7.2kVです。

その過渡現象は、ステージスイッチの定格電圧1.2～3.3kVの2～6倍に相当する。また、この現象は、飽和タイミングがループ共振と一致する充電電圧でのみスパイクが発生するため、現場で半導体が断続的に破壊される理由も説明できる。

2.2 磁化エネルギーと非固定スパイク

飽和した瞬間に不飽和インダクタンスに蓄えられるエネルギーは次のとおりである。

E_mag = ½ × L_unsat × I²

ここで、E_magは磁化エネルギー、L_unsatは不飽和インダクタンス、Iは飽和時の充電電流である。20 µHと250 Aの場合、蓄積エネルギーは0.625 Jとなる。

クランプがない場合、そのエネルギーはループの浮遊容量を充電します。

ΔV = √(2 × E_mag / C_stray)

ここで、ΔVは結果として生じる電圧、E_magは磁化エネルギー、C_strayはループの浮遊容量である。500 pFではスパイク電圧が50 kVに達し、ステージ内のすべての半導体が破壊される。

クランプは、そのエネルギーを一定の電圧上昇を伴う目的地へと導くために存在する。

2.3 クランプコンデンサとダイオードのサイズ決定

クランプコンデンサは、許容電圧上昇範囲内で磁化エネルギーを吸収します。

C_clamp = 2 × E_mag / ΔV_clamp²

ここで、C_clampはクランプ容量、E_magは磁化エネルギー、ΔV_clampはステージ電圧からの許容上昇値です。0.625 Jのエネルギーと1 kVの上昇値の場合、クランプには1.25 µFが必要です。

許容される上昇値をスイッチ定格の15%以下に抑え、コア温度の変動（ΔBと蓄積エネルギーが変化する）を考慮して、E_magに20%のマージンを追加してください。

直列ダイオードは 250 A のステージ電流全体を流し、自身のスパイクを回避するために十分速く回復する必要があります。 高速回復 t_rrが50 ns以下で、逆方向定格がクランプレベルの少なくとも1.5倍である部品。

リアクトルからダイオード、コンデンサに至るクランプループは短く幅が広い。ループインダクタンスが10 nH増加するごとに、分岐回路が応答する前にスイッチ電圧が急上昇するため、実効クランプレベルが上昇する。

2.4 高脈拍数におけるクランプ損失

散逸クランプは、パルスごとに磁化エネルギーを熱に変換する。

P_diss = E_mag × PRF

ここで、P_dissは消費電力、E_magはイベントあたりのエネルギー、PRFはパルス繰り返し周波数である。100Hzの場合、クランプは0.625J×100、つまり62.5Wのエネルギーを消費するが、これは小型パッケージでは対応できない。

回復回路は、そのエネルギーの大部分を次の段に返送する。クランプコンデンサ自体にも誘電損失がある。

P_cap = 2π × f × C × V² × tanδ

ここで、P_cap はコンデンサの損失、f は実効周波数、C はクランプ容量、V はその両端の実効電圧、tanδ は損失係数です。100 kHz、1.25 µF、3 kV の場合、2π × f × C × V² の項は tanδ の単位あたり 7.07 MW に達します。

tanδが0.0002に近いN4700クラスI部品は約1.4Wの電力を消費します。tanδ=0.02のクラスII部品は140Wの電力を消費し、保護対象のスイッチの横に設置されたヒーターとして機能します。

図1 — MSP分岐では、50 nsのリカバリダイオードと1.25 µFのクランプコンデンサが直列に接続されているため、0.625 Jの電流は浮遊容量を充電するのではなく、制御された経路を通ります。

3. エンジニアリング上の課題

問題点1：スイッチ定格を超える過電圧

7.2 kVの誘導過渡電圧は、1.2～3.3 kVのスイッチ定格を2～6倍上回る。現場での故障では、接合部がアバランシェモードで短絡していることが確認され、この現象は断続的に発生する。

この現象は、飽和タイミングとループ共振が一致する特定の充電電圧でのみ発生するため、再現不可能な故障として知られている。

問題点２：行き場のない磁化エネルギー

クランプがない場合、0.625 Jの電流で浮遊容量が50 kVクラスまで充電されます。クランプコンデンサの容量が不足すると、問題は別の場所に移動するだけで、過電圧がコンデンサ自体に移動し、内部でアーク放電が発生します。

その故障は通常、コンプレッサーが最も過酷な負荷で稼働している、まさにバーストの最中に発生する。

問題点３：誘電損失によるクランプコンデンサの自己発熱

クランプコンデンサはパルスごとに充放電するため、そのtanδはパルスレートの倍数になります。100Hzでは、スイッチの隣にある小型パッケージのクラスII部品が140Wの電力を消費します。

すると静電容量が変化し、リアクトルが最も飽和状態になった瞬間にクランプ力が弱まる。クランプ力が自己調整されてしまうため、30分後にはユニットの性能が低下する。

問題点4：ダイオードの回復速度の遅さとループインダクタンス

t_rrが100 nsを超えるダイオードは、回復時に2つ目の高周波スパイクを注入し、それがクランプされた波形に重なります。リアクトルとコンデンサの間に20～30 nHのギャップを設けることで、分岐回路が応答する前にスイッチ電圧が急上昇します。

どちらの故障も、故障後の解析ではコンデンサの損傷として現れるため、調査の方向性が誤ってしまう。

問題点5：時間の経過に伴う逆流と部分放電の侵食

クランプコンデンサは、ステージの反転リング全体を認識します。反転率が40%未満のフィルム部品は、誘電体の亀裂によって故障し、内部の部分放電によって電極の端が侵食され、最終的に静電容量が低下します。

最初に目に見える兆候は、クランプ電圧の緩やかな上昇であるが、これは直流測定では検出できず、スイッチは耐えられない。

4. 設計手順

戦略1：測定された磁化エネルギーからクランプのサイズを決定する

電流トランスを用いてL_unsatと飽和電流を測定し、許容上昇値をスイッチ定格の15%以下に抑えた上で、C_clamp = 2E / ΔV²を計算します。コア温度変動によるエネルギー増加分として、20%を加算します。

高帯域幅差動プローブを使用して、リアクトル端子におけるクランプ電圧を確認してください。コンデンサと端子間のループインダクタンスはクランプレベルに属するため、コンデンサにプローブを当てると低い値が表示されます。

戦略2：低ESL、低tanδのセラミッククランプコンデンサを選択する

　 N4700 tanδが0.1%以下のクラスI部品で、ESLが10 nH以下のネジ端子式低ESLボディに収められており、ループがしっかりと固定されている必要がある。コンデンサは、リアクトルとスイッチから10 mm以内の同じ銅平面上に配置すること。

1.25μFクラスのコンデンサを複数個並列接続する場合、並列接続部品の容量差を±1%以内に抑えてください。また、クランプ電圧における逆極性定格が80%以上、部分放電が5pC以下であることを確認してください。

戦略3：ダイオードとループを1つの設計として扱う

t_rrが50 ns以下で、逆定格がクランプレベルの少なくとも1.5倍であるダイオードを選択してください。これは、回復時に二次スパイクが発生しないことを示すダブルパルス試験で検証してください。積層バスバーは250 Aクラスの電流を流しますが、PCB配線は流さないため、リアクトルからダイオード、コンデンサへのループは短く幅広くしてください。

クランプループでは検出できない残留リンギングを吸収するために、ステージバスに小さなRCダンピングブランチを追加します。 HVR-BSP パルス定格抵抗器はその減衰位置と広い範囲に適しています フィルムコンデンサ 反転限界がリング振幅を下回るため、クランプ分岐の代替品としては適していません。

戦略4：30Hz以上の磁化エネルギーを回収する

パルスレートが20～30Hzを超えたら、散逸クランプを損失のない回復回路に変換する。すると、ダイオードとコンデンサのペアは、62.5Wを消費する代わりに、0.625Jの大部分を次の段に戻す。

リカバリダイオードとクランプコンデンサが、イ​​ベントごとに ½L_unsat I² とリカバリリングの反転電流を完全に処理できることを確認してください。100 Hz の場合、節約できる電力は 62.5 W であり、これはコンプレッサ筐体内の温度上昇を 3 °C から 20 °C にまで抑えることができます。

戦略5：持久力トレーニングで保護効果を確認する

各プロトタイプについて、最大充電電圧と最悪ケースの飽和タイミングでダブルパルス試験を実行し、スイッチのV_ds、クランプ電圧、ダイオードの回復状態を記録します。次に、クランプコンデンサの温度を記録しながら、最大パルスレートで10^6ショットの耐久試験を実行します。

85℃を超える温度が持続する場合は、誘電損失またはサイズの問題を示しています。コンデンサの温度、ダイオードのリーク電流、およびエネルギー回収効率が現場での故障につながる前に、これらの項目を年間保守点検リストに追加してください。

コンポーネントパラメータ	標準値	試験条件
定格電圧（HVCT8Gシリーズ）	10kV DC	60秒間、1.5倍の高電圧試験
キャパシタンス	4700 pF ±20% (472M)	1 MHz、1 V rms
1MHzにおけるESR	50 mΩ未満	-
ループインダクタンス（E40コード）	8 nH未満	端子間隔40mm
絶縁抵抗	500V DCで10GΩ以上	25℃、相対湿度60％
使用可能温度範囲	−40℃～+125℃	IEC 60068-2シリーズ
パルスdv/dt機能	50 kV/µs以上	定格電圧で

5. MSPクランプ分岐用HVC N4700コンデンサ

このノードにおける選択を左右する4つの要件は、パルス動作時の誘電損失の低減、高い逆方向電圧耐性、低い部分放電、そして時間内に応答できるほど小さなループサイズです。HVCは、これらの要件を満たすN4700クラスI部品を、東莞にある自社工場（6,000平方メートル）で、1kVから150kVまでの電圧範囲で製造しています。

ここで重要な6つのパラメータ

• N4700クラスI誘電体は、tanδが0.1%以下、100kHzにおけるESRが10mΩ以下であるため、クランプ損失を1.5W以下に抑えることができます。一方、クラスII部品では140Wの損失が発生します。
• 10 nH以下の低ESL構造のネジ端子によりクランプループがしっかりと固定されるため、分岐回路は飽和スパイクを適切なタイミングで検知し、それを抑制することができます。
• 80%を超える反転耐性と5 pC以下の部分放電は、フィルム部品が10^5ショット以内に故障するような、深い反転、高dV/dtのポジションに適しています。
• ±30 ppm/℃付近の線形係数により、クランプ容量、ひいてはクランプ電圧は、-25℃から+125℃の範囲で安定する。
• 電解液がなくエポキシ樹脂で封止されているため、コンプレッサーの最も高温で負荷のかかる箇所で乾燥経路がなくなり、クランプコンデンサは保護対象のスイッチよりも長持ちします。
• パルス定格の抵抗器とダイオードがコンデンサと1つの電源チェーンに加わり、 ドアノブコンデンサ 本体はタイトなクランプループに収まり、端子間隔によってインダクタンスが決まる。

HVC部品は、 ビシェイKEMET社と村田製作所の高電圧セラミックスにより、クランプが認定された際に同等品との比較が可能となる。

ある100Hz MPCコンプレッサプログラムでは、クラスIIクランプコンデンサをN4700セラミックに、リカバリダイオードを35nsの高電圧部品に交換することで、測定されたスイッチスパイクを4.1kVから1.9kVに低減し、25万ショットに1回の割合で発生していた半導体故障を解消することができた。

配送とサポート

標準N4700部品は4～8週間、適合クランプセットは6～10週間で出荷されます。HVCアプリケーションエンジニアリングは、磁化エネルギー計算、クランプサイズ選定、ロスレスリカバリ設計、ダブルパルス試験計画をサポートします。

非飽和インダクタンス、飽和電流、コア磁束振幅、スイッチ定格、パルスレートをお送りください。HVCは、ESRおよびPDデータを含むクランプコンデンサの推奨値、ダイオードの提案、および2サンプル評価キットを5営業日以内に返送します。

6。 よくある質問

Q1：飽和型原子炉が飽和したとき、どのくらいの大きさのピークが発生しますか？

計算例では、6ターン、2 cm²、200 nsで1.2 Tの振幅を持つN × A_e × dB/dtから7.2 kVが得られます。クランプされていない状態では、0.625 Jの磁化エネルギーにより、500 pFの浮遊容量が約50 kVまで充電され、最初のイベントでステージが終了します。

Q2：クランプコンデンサの値はどのように計算されますか？

C_clamp = 2E_mag / ΔV_clamp² より、0.625 J および許容電圧上昇 1 kV の場合、値は 1.25 µF となります。許容電圧上昇はスイッチ定格の 15% 以下に保ち、コア温度変動に対するマージンとしてエネルギーに 20% を追加してください。

Q3：クランプに必要なダイオードの回復時間はどれくらいですか？

t_rrが50 ns以下で、逆方向定格がクランプレベルの少なくとも1.5倍であること。これより遅い部品では、回復時にクランプ波形に重なる2つ目のスパイクが発生し、通常はコンデンサの故障が原因とされる。

Q4：クラスIIクランプコンデンサが過熱するのはなぜですか？

P_cap = 2πfCV²tanδ であるため、100 kHz、1.25 µF、3 kV では、tanδ 単位あたり 7.07 MW に達するため、2% のクラス II 部品は 140 W を消費し、0.02% 付近の N4700 部品は 1.4 W を消費します。

Q5：ロスレスリカバリーブランチは、どのような場合に余分な部品に見合う価値があるのでしょうか？

20～30 Hz を超えると、散逸クランプが E_mag × PRF を消費し、100 Hz では 62.5 W になります。一方、ダイオード・コンデンサ回復回路は 0.625 J の大部分を次の段に戻し、筐体の温度上昇を 20 °C ではなく 3 °C 付近に抑えます。

Q6：出荷前にクランプが正常に動作することを確認するにはどうすればよいですか？

最大充電電圧と最悪ケースの飽和タイミングでダブルパルス試験を実行し、スイッチのV_ds、クランプ電圧、ダイオードの回復状態を記録します。その後、最大パルスレートで10^6ショットの耐久試験を実施し、クランプコンデンサの温度を記録します。

7。 リファレンス

1. Kuffel, E.、Zaengl, WS、および Kuffel, J.、 高電圧工学：基礎第2版​​。オックスフォード：ニューンズ、2000年。
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3. MIL-HDBK-217F 通知 2、 電子機器の信頼性予測、1995。
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10. Infineon FF300R17KE4Pを保護するためのスナバ回路の推奨に関するリクエスト、Infineon開発者コミュニティ、https://community.infineon.com/t5/IGBT/Request-for-Snubber-Circuit-Recommendation-for-Protecting-Infineon-FF300R17KE4P/td-p/1241451 。
11. HVCアプリケーションエンジニアリングチーム、 高電圧セラミックコンデンサ 技術リソース、https://www.hv-caps.com