X線発生装置用電源における電圧逓倍器の効率

X線発生装置用電源における電圧逓倍器の効率

抽象

電圧逓倍整流器は低電圧二次側から150kVの直流電圧を出力しますが、段数を増やすごとに出力インピーダンスが上昇し、損失がコンデンサとダイオードに集中します。本稿では、ドループ、リップル、逆回復の式、DSAおよびCT透視検査で見られる3つの故障パターン、そして段容量、ダイオード、平衡抵抗、デジタル補償の選択手順について解説します。

はじめに

医療用X線発生器は、インバータブリッジから高周波交流を受け取り、高電圧トランスで昇圧し、100kV～150kVの直流に整流します。この出力段には電圧逓倍回路が適しています。なぜなら、単一の整流器スタックで全電圧を遮断する必要がないからです。

乗算器には、固有の欠点が一つある。段数を増やすごとに等価出力インピーダンスが上昇するため、軽負荷時には出力特性が硬くなり、重負荷時には柔らかくなる。8段構成の150kV乗算器では、各段に数nFの容量があっても、全体の出力抵抗は数十kΩに達する。

臨床上の問題点が2つある。高電流にさらされると出力が低下し、動的応答が遅くなる。また、電荷が各段に均等に分配されないため、前段が電流ストレスの大部分を担い、後段の電圧上昇が遅くなり、リップルが大きくなる。

損失は​​コンデンサだけにとどまりません。ダイオードの逆回復回路はスイッチングエッジごとに損失を発生させ、バランス抵抗器は各段で電流を漏らします。この記事では、これら3つの損失経路と、それらを規定する部品の選択について解説します。

2. コアメカニズム

2.1 出力インピーダンスと段数

n段乗算器の等価出力インピーダンスは、段数、駆動周波数、および段容量によって決まります。

R_out = n / (2π · f · C)

ここで、R_outは等価出力インピーダンス、nは段数、fは駆動周波数、Cは1段あたりの静電容量です。段数が多いほど、また静電容量が少ないほど、内部抵抗は上昇します。

理想的な出力電圧は、変圧器の二次側から2つの項を差し引いたものである。

V_out = n · 2 · V_peak − ΔV_ripple − ΔV_drop

ここで、V_peakは二次側のピーク電圧、ΔV_rippleはリップル電圧、ΔV_dropは内部抵抗による電圧降下を表します。これらの2つの項はどちらも段の容量に依存します。

ΔV_drop = I_load · n(2n+1) / (6 · f · C)

ここで、I_loadは負荷電流です。静電容量を2倍にするとドループは半分になりますが、体積とコストも2倍になります。段数を2倍にするとドループは4倍になり、負荷変動率は低下します。

2.2 段階ごとの不均一な応力

各段は均等にストレスを分散するわけではありません。トランスに最も近い前段は、最も高い充放電電流を流します。後段は、最も高い直流電圧を流します。すべての段で静電容量が均一であるため、前段は高温になり、後段は過剰な容量になります。

フロントステージにコンデンサを集中させることで、この問題を解消します。フロントステージには10 nF～22 nF、バックステージには1 nF～4.7 nFのコンデンサを使用し、中間ステージはそれらの間に段階的に容量を下げていきます。各ステージのコンデンサ値を回路シミュレーションで解析することで、リップル、ドループ、ボリュームのバランスポイントを見つけ出します。

2.3 ESR充放電損失

増倍管における主な動的損失は、ESR段での充放電損失である。

P_ESR = Σ (I_i² · ESR_i)

ここで、I_i は i 番目のステージの RMS リップル電流、ESR_i はその等価直列抵抗です。100 kHz で、各ステージのリップル電流が 1 A ～ 3 A、ESR が 100 mΩ の場合、8 つのステージは 8 W ～ 72 W を消費します。ESR が 10 mΩ ～ 50 mΩ の N4700 コンデンサを使用すると、消費電力は 1 W 未満に低下します。

2.4 ダイオードの逆回復損失とバランス損失

A 整流ダイオード 電流が流れている間は電荷を蓄積し、逆方向へのエッジごとに電荷を放出します。蓄積された電荷は、逆方向への回復時間に従います。

Q_rr ≈ I_F · t_rr / 2

ここで、I_F は順方向電流、t_rr は逆方向回復時間、Q_rr は逆方向回復電荷です。イベントあたりの損失は E_rr = Q_rr · V_R なので、電力は P_rr = Q_rr · f · V_R となります。100 kHz、Q_rr = 100 nC、逆方向電圧 5 kV の場合、1 段で 50 W が消費されます。

バランス抵抗器は、P_balance = V_out² / R_balance_total の静的損失を追加します。120 kV、各段500 MΩの場合、並列接続された8つの抵抗器は62.5 MΩとなり、約230 mWの電力を供給します。最大出力時は小さく、待機時は大きくなります。

図1 — 100mΩの8段コンデンサは72Wを消費し、1段のダイオードは50Wを追加します。N4700のESRが10～50mΩであるため、段損失は1Wに抑えられます。

3. エンジニアリング上の課題

問題点1：ステージ数が増えるにつれて内部抵抗が上昇し、電圧が低下する

DSAやCT透視検査では、管電流が数秒間、数百ミリアンペアに達する。すると内部抵抗の低下により電圧降下が数キロボルトに達し、出力が10%以上低下する可能性があり、臨床上の許容範囲である±2%をはるかに超える。

一般的な解決策はコンデンサ容量を増やすことですが、そうすると筐体内の容積が倍増し、すでにスペースがなくなってしまいます。ある8段構成の150kVユニットでは、1段あたりのコンデンサ容量を3.3nFから6.8nFに増やしたところ、理論上は電圧降下が半減しましたが、コンデンサの容積は約80%増加しました。

問題点2：充電ムラ、逆回復、チェーンの故障

起動時や負荷ステップ時、各段は異なる時定数で充電されるため、電圧が不均等に分配されます。前段は後段が充電される前に過電圧に達する可能性があり、前段が先に劣化します。

ダイオードの回復電流は、隣接するコンデンサに高周波のスパイクを発生させ、局所的な電流密度を高め、劣化をさらに加速させます。ある段の容量が失われると、その段の電圧分が次の段に移行します。8段以上の乗算器では、1つの弱い段がスタック全体の故障を引き起こします。

問題点３：デジタル補償では物理的な損失を補うことはできない

デジタル制御は駆動周波数とデューティサイクルをリアルタイムで調整し、動的ドループを補償します。ただし、ESR損失や逆回復損失は変化しません。これらの損失は、制御動作を行う前に入力電力の5%から15%を消費します。

あるプロジェクトでは、制御アルゴリズムを最適化し、コンデンサとダイオードはそのまま残しました。測定された効率向上率は0.8%で、目標の3%～5%には達しませんでした。制御ループは、既にエネルギー損失が発生している経路に沿ってエネルギーを移動させています。

4. 設計手順

戦略1：ステージ位置ごとに容量を割り当てる

第1段と第2段には10 nF～22 nFのコンデンサを使用し、中間段は幾何級数的または算術級数的に容量を下げ、最後の2段には1 nF～4.7 nFのコンデンサを使用します。こうすることで、前段は必要なリップル電流容量を確保でき、後段は余分な体積を必要とせずに定格電圧を満たすことができます。

各段階の値をリップル、ドループ、ボリュームに対してシミュレーションし、これら3つの要素が競合しなくなる点を選択します。

戦略2：超低ESRコンデンサと高速回復ダイオードを組み合わせる

クラスIセラミックなどを使用する N4700 また、100 kHz において ESR を 50 mΩ 未満に維持することで、段ごとの充放電損失がミリワットの範囲にまで低下し、総損失が 1 W 未満に抑えられます。

それらをペアにする 高速回復型高電圧ダイオード 定格は、t_rrが50 ns未満、Q_rrが50 nC未満、かつ逆電圧マージンが少なくとも1.5倍です。低ESRと低Q_rrの両方により、動的損失と回復スパイクの両方が低減されます。

戦略3：デジタルPWM補正でループを閉じる

出力kVをリアルタイムで検知し、負荷によって出力が低下した場合は駆動パルス幅を広げるか、周波数を調整します。補償器は二次ピーク電圧を上昇させ、内部抵抗による電圧降下を打ち消します。ループがパルス状の照射に追従できるよう、応答帯域幅を10kHz以上に設定してください。

仕切りを作るには HVRGHP低インダクタンスサンプリング抵抗器なぜなら、サンプリングチェーンがループ精度の上限を決定するからである。

戦略4：各段階を監視し、バランスを取る

各段に100MΩ～500MΩの高抵抗器を接続して、静的な電圧分割を固定します。±1%の精度と±50ppm/℃のTCRを持つHVRGFP平面抵抗器を使用し、分圧回路を読み取りながら各段の動作を確認します。

いずれかの段の電圧が±10%を超えた場合は、隣接する段に過電圧が伝わる前に保護アラームを作動させてください。大電流ユニットの場合は、総バランス電力を待機電力の1%未満に抑えてください。

戦略5：回復局面の急上昇を無視する

各整流ダイオードにRCスナバを接続します。 HVR-BSP 管状厚膜抵抗器 パルス電力10W以上、インダクタンス10nH以下、 HVCT9G 定格電圧が動作電圧の2倍で、容量が100pF～1nFのラジアルリード型コンデンサ。

スナバ回路はダイオードにおける回復時のスパイクを吸収し、同時にダイオードと隣接する段のコンデンサを保護します。

コンポーネントパラメータ	標準値	試験条件
繰り返しピーク逆電圧	10 kV VRRM	2CLシリーズ、25℃
平均順電流	0.8 A IF(AV)	矩形波、Tc ≤ 85 °C
順方向サージ電流	100msで8.3A	単一サージ、IFSM
逆回復時間	1 µs未満 trr	ソフトリカバリーグレード
接合容量	25 pF 標準値	VR = 4 kV、1 MHz
動作温度	−55℃～+125℃	Tj最大値
リーク電流	VRRMで5mA未満	25℃、定格値

5. 乗算段用HVCコンポーネント

乗算器の成否は、ステージコンデンサのESR、ダイオードの回復電荷、バランス抵抗および検出抵抗の精度という3つのパラメータに左右されます。HVCは、東莞にある6,000平方メートルの自社工場から、1kVから150kVまでの電圧範囲で、これら3つのパラメータすべてを供給しています。

ここで重要な6つのパラメータ

• DFは0.1%未満、ESRはミリΩ範囲です。8段マルチプライヤーでは、通常のクラスIIセラミックを使用した場合の1段あたりの充放電損失が10Wから20Wから1W未満に低下し、全体の効率が3%から8%向上します。
• ステージ温度が均一です。損失が少ないため、各ステージの温度上昇が均一になり、静電容量が安定します。そのため、連鎖的な故障を引き起こす局所的な過熱は発生しません。
• 2kVから50kVまでの高速リカバリダイオード。t_rrが30nsから50ns、Q_rrが50nC以下になると、8段乗算器の総リカバリ損失は数百ワットから数十ワットに減少し、EMIとスパイク振幅もそれに伴って減少します。
• HVRGFPおよびHVRGHP平面抵抗器。抵抗値1MΩ～10GΩ（±1%）、TCR±50ppm/℃、インダクタンス5nH未満という幅広い範囲をカバーするため、デジタルループに必要なバランス分圧器と高周波電流検出の両方に同じ製品群を使用できます。
• 協調スナバ部品。高速回復HVダイオード、 HVR-BSP また、整流段とRCスナバには、BOP管状スナバ抵抗器とHVCT9Gセラミックコンデンサを一緒に選択できます。
• 一流ブランドとの相互参照。HVC部品は、以下の電気的パラメータと信頼性指標に適合します。 ビシェイ HVCC、KEMETラジアルリード、村田製作所製DHS/DHR、TDK製UHV/FHVなどの製品を取り扱い、フォーチュン500に名を連ねる医療画像機器メーカー向けに高電圧発生器を大量生産している。

配送とサポート

標準部品は4～8週間、カスタム制振・マッチングセットは6～10週間で出荷されます。これは、上記のブランドの一般的な納期である20～30週間と比べて大幅に短縮されています。HVCのアプリケーションエンジニアリングでは、乗算コンデンサのマッチング、ダイオードの選定、抵抗器の構成、損失シミュレーションをサポートしています。

段数、出力電圧（kV）、管電流プロファイル、駆動周波数、および筐体図面をお送りください。HVCは、部品番号、動作周波数におけるESRおよびQ_rrデータ、および2サンプル評価キットを記載した部品マッチングシートを5営業日以内に返送します。

6。 よくある質問

Q1：高電流にさらされると出力が低下するのはなぜですか？

乗算器の等価出力インピーダンスは R_out = n / (2π · f · C) であり、段数が増えるにつれて大きくなります。8段構成の150kVユニットでは、内部抵抗が数十kΩに達するため、数百ミリアンペアの管電流によって出力が10%以上低下します。

Q2：各段の静電容量はどのように選べばよいですか？

前段に容量を集中させる。リップル電流耐性を確保するため、第1段と第2段には10 nF～22 nFの容量を用い、中間段は容量を下げ、電圧定格と体積を考慮して最終段は1 nF～4.7 nFとする。部品表を作成する前に、リップル、ドループ、体積に対する各値のシミュレーションを行ってください。

Q3：乗数において、どちらの損失が支配的になりますか？

負荷によって異なります。高周波では、ESRの充放電損失とダイオードの逆回復損失の両方が重要となり、これらを合わせると入力電力の5%から15%を消費します。ESR損失はセラミックの品質とともに低下し、回復損失はt_rrとQ_rrとともに低下します。バランス抵抗器はわずかな静的損失を加えます。

Q4：デジタル制御だけで垂れ下がりを解消できますか？

いいえ。帯域幅10kHzのPWM補償器は、二次ピーク電圧を上げることでドループの動的部分を打ち消すため、有効です。ESR損失と回復損失は物理的なものであり、アルゴリズムのみを変更したあるプロジェクトでは、予想されていた3～5%ではなく0.8%という結果が得られました。

Q5：バランス調整用の抵抗器はどのようなものを使用すべきですか？

各段の抵抗値は100MΩ～500MΩ、許容誤差は±1%、TCRは±50ppm/℃です。抵抗値が高いほど、直流電圧の分圧を維持しながら静的損失を低く抑えることができます。抵抗器全体の消費電力は、待機電力の1%未満に抑える必要があります。分圧器の各ノードを読み取り、ドリフトしている段を早期に検出してください。

Q6：なぜすべてのダイオードにRCスナバ回路を追加するのですか？

逆回復電荷Q_rrは各エッジで高速なスパイクとして放出され、そのスパイクがダイオードと隣接する段のコンデンサにストレスを与えるためです。ダイオードにRCスナバ回路を設けることで、そのエネルギーを発生源で吸収できます。低インダクタンスの抵抗器と、動作電圧の2倍の定格電圧を持つセラミックコンデンサを使用してください。

7。 リファレンス

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10. 高電圧電源からアーク放電が発生しています。問題箇所を特定するにはどうすればよいでしょうか？Spellman High Voltage Electronics Corporation、アプリケーションノート AN-25、https://www.spellmanhv.com/en/Technical-Resources/Application-Notes-HVPS/AN-25。
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