高繰り返しプラズマパルスによるバス電圧リンギングの抑制

高繰り返しプラズマパルスによるバス電圧リンギングの抑制

抽象

プラズマ切断用パワーステージはパルス駆動装置であり、各パルスはコンデンサバンクとバスバーによって形成される共振を励起します。繰り返し周波数が高い場合、リングが重なり合い、エンベロープが拡大します。本稿では、リング振幅、共振周波数、減衰係数を導出し、電解コンデンサを追加しても問題が解決するのではなく、別の場所に移動してしまう理由を示します。続いて、4つの課題、6つの設計ステップ、およびコンポーネントパラメータについて説明します。

はじめに

最新のプラズマ切断機の切断電力段はパルス負荷である。点火制御装置が点火器を断続的に点火し、チョッパがパイロットアークを維持し、フルブリッジインバータが20～100kHzで主アークに電力を供給する。アーク自体が50～120Hzのエンベロープを付加する。

各パルスのエッジは、マイクロ秒以内に数百アンペアの電流を必要とする。バスは、整流器、電解コンデンサバンク、およびインダクタンスが常に一定であるバスバーを通して、その要求に応える。その結果、減衰LC発振器が実現する。

リング周波数は1～20kHzの範囲にあり、これはまさにこの装置が既にピアシングシーケンスやエンベロープ変調に使用している帯域です。したがって、バスは故障ではなく、通常の動作によって励起されます。

この記事では、600Vのバス、4.7mFの電解コンデンサバンク、20mΩの等価直列抵抗、および200Aのパルスを備えた15kW段について解説します。バスバーのインダクタンスは500nHから始まり、設計目標はバスの0.5%以下のリングインダクタンスです。

2. コアメカニズム

2.1 バンクとバスバーの共振

バンクとバスバーは直列共振を形成し、バスバーの長さによって周波数が決まる。

f_res = 1 / (2π √(L_bus · C_eff))

ここで、f_resは共振周波数、L_busはバスバーインダクタンス、C_effは実効バンク容量です。500 nHと4.7 mFの場合、共振周波数はパルス繰り返し帯域内の3.28 kHzになります。100 nHの積層バスバーを使用すると、共振周波数は7.34 kHzに上昇します。

2.2 リング振幅

各パルスは共振点に電流のステップを送り込み、ピーク振幅は特性インピーダンスに従う。

V_ring = I_p · √(L_bus / C_eff)

ここで、V_ring は減衰されていないリングのピーク値、I_p はパルス電流の振幅です。200 A、500 nH、4.7 mF の場合、リングは 2.06 V に達し、これは 600 V のバスの 0.34% です。同じ電流を 5 µH のバスバーに流すと 6.52 V、つまり 1.09% に達するため、バスバーの形状が容量よりもずっと前に答え​​を決定します。

2.3 減衰係数と整定

次のパルスが発生する前にリングが減衰するかどうかは、全体の直列抵抗によって決まります。

Q = 1 / (2π f_res · R_total · C_eff)

ここで、Q は品質係数、R_total は全直列抵抗であり、ここでは 20 mΩ のバンク抵抗が支配的です。500 nH では品質係数は 0.52 で、臨界値をわずかに上回っているため、リングは 305 µs 周期の数分の 1 秒以内に減衰します。5 µH では品質係数は 1.63 に上昇し、リングは数サイクルにわたって存続するため、連続するパルスが重なり合い、エンベロープが大きくなります。

R_crit = 2 √(L_bus / C_eff)

ここで、R_critは臨界減衰抵抗値です。500 nHの場合、臨界値は20.6 mΩです。パルスレートが高い場合、減衰要件よりも整定要件の方が強くなります。

α = R_total / (2 L_bus), t_s = −ln(0.02) / α

ここで、αは減衰率、t_sはピーク値の2%以内に収まるまでの時間です。500 nHで305 µsの周期内に収まるには、抵抗値は13.2 mΩに達する必要があり、これは臨界値の64%に相当します。これがダンピングブランチが実現しなければならない値です。

2.4 減衰セラミック分岐

主電源経路に13mΩの抵抗を入れるとエネルギーが無駄になり、定常状態の電圧降下も発生します。代替案としては、バンクと並列に減衰セラミック分岐回路を設ける方法があり、その抵抗値は回路自体のループインダクタンスによって決まります。

R_d = 2 √(L_cer / C_cer)

ここで、R_d はダンピング抵抗、L_cer は分岐ループインダクタンス、C_cer は分岐容量です。ループインダクタンスが 3 nH の 100 µF N4700 分岐では、臨界ダンピングで 11 mΩ になります。したがって、15 mΩ の抵抗を使用すると、分岐は臨界の 1.4 倍になります。これは、バスに測定可能な電圧降下を加えることなく、合計を 13.2 mΩ の安定要件以上に維持するのに十分です。

図1 — リングエンベロープはバスバーインダクタンスの根とともに上昇します。500 nHで2.06 V、5 µHで6.52 Vとなり、1.06 µHで3 Vの定常状態限界を超えます。

3. エンジニアリング上の課題

問題点1：共鳴が動作バンドの内側に位置する

現実的な母線インダクタンスでは、共振周波数は1～20kHzの範囲になります。この帯域には既に貫通パルスレートとアークエンベロープ変調が含まれているため、通常の切断作業中に母線は自己励起されます。リンギングが発生するために、何らかの不具合が生じる必要はありません。

問題点2：高い脈拍数により連続する呼び出し音が増える

3kHzでは、連続するパルスによるリングが重なり合います。パルスレートが共振周波数に近づくと、エンベロープはレートよりも速く成長します。2.06Vの単一パルスリングは6Vの振幅となり、インバータスイッチと制御電源の両方がそれを検知します。

問題点３：電解容量を増やすと共振が低下する

静電容量を追加すると、共振周波数が可聴帯域に移動し、ピークリング電流が増加し、バンク容量も増加します。数キロヘルツ以上のインピーダンスは等価直列抵抗とインダクタンスによって決まるため、重要な周波数では余分なマイクロファラッドは効果がありません。

問題点4：クラスIIセラミック分岐がバイアスと温度によってずれる

X7R分岐回路は、DCバイアスと温度変化によって静電容量が約15%低下し、ダンピングコーナーが再調整されます。発振は試運転から数週間後に再発しますが、どの部品にも故障は見られません。そこで保守担当者が部品を無作為に交換します。

4. 設計手順

戦略1：スイッチに減衰セラミック分岐を取り付ける

100 µF を配置する N4700 インバータ入力から5cm以内の位置に、15mΩの直列抵抗を備えたセラミック素子を配置する。これにより、整流器ではなく、リングが発生する高周波インピーダンスが規定される。

戦略2：バスバーを積層して対称化する

正極層と負極層を薄い絶縁体で分離した積層バスバーを使用してください。これにより、L_busが500 nHから50～100 nHに低下し、共振周波数がパルス帯域を超え、50 nHでリング電圧が0.65 Vに低下します。

戦略3：コントローラーにアクティブダンピングを追加する

100kHz以上のバス電圧をサンプリングし、バンドパスフィルタでリング成分を抽出し、逆位相電流で小型補助チョッパを駆動します。アクティブダンピングにより、電力経路損失なしに実効減衰率を5～10倍向上させることができます。

戦略4：繰り返し周波数を下げる

パルス照射シーケンスが許せば、パルスタイミングに10%の擬似ランダムなジッターを加える。こうすることで励起が共振点に留まらず、リングが加算されなくなる。ハードウェアのコストはかからない。

戦略5：過渡インピーダンスの検証

ネットワークアナライザを使用して、インバータ入力におけるバスインピーダンスを100Hzから1MHzの範囲で測定します。共振時のピーク値がDCインピーダンスの1.5倍以下であり、かつコーナー値が最大繰り返し周波数以上であることを確認してください。

戦略6：平滑化スタックを熱サイクルさせる

組み立てたバスを-25℃から+85℃までの温度範囲で動作させ、リング振幅を監視する。減衰角が5%以内に収まるようにし、高繰り返し特性が季節によって変化しないようにする。

コンポーネントパラメータ	標準値	試験条件
定格電圧（HVCT8Gシリーズ）	10kV DC	1.5倍の高電圧で60秒間
キャパシタンス	4700 pF ±20% (472M)	1 MHz、1 V rms
セラミックダンピングブランチ	100 µF N4700	3 nHのループ、スイッチから5 cm以内
ダンピング抵抗器	15mΩ	分岐にとって1.4倍の臨界値
リングエンベロープは500 nH	2.06 V、バス電圧の0.34%	200 Aパルス、4.7 mFバンク
積層バスバーのインダクタンス	50～100 nH	正負の層が隣接している
整流のための直列抵抗	13.2 mΩ以上	3.28 kHzで1パルス周期
温度係数	±30ppm /°C	−40℃～+125℃
誘電正接	0.1％以下	1 MHz、1 V rms
部分放電	5 pC以下	定格電圧で

5. 減衰分岐用のHVCコンデンサ

ダンピング回路は、温度やバイアス電圧の変化に関わらず、そのコーナー形状を維持しなければならず、そうでなければリングが戻ってしまう。HVCは、東莞にある自社工場で、この用途向けに1kVから100kVまでのクラスIセラミックコンデンサを製造している。

ここで重要な6つのパラメータ

• 安定した分岐容量。±30 ppm/℃の温度係数により、母線電圧が300Vでも600Vでも、減衰コーナーは設計値に維持されます。
• リング周波数での損失が低い。0.1%未満の損失率により、100kHzでも分岐回路の温度上昇を抑えることができるため、スイッチの近くに設置してもホットスポットが発生しない。
• ステージ全体を一つの製品ファミリーでカバー。1kVから100kVまでの定格電圧に対応し、600Vバスディスクと25kV点火スナバを単一の認証ファイルでカバーします。
• 5 pC以下の部分放電。kV定格の素子は遮蔽されているため、平滑回路網は電圧および電流測定を混乱させるような電荷バーストを注入しません。
• 予測可能な並列アレイ。HVCは部品ごとのインピーダンス曲線を公開しているため、リング周波数におけるアレイインピーダンスを2回測定する代わりに計算できます。
• 現場で実証済みの代替品。40 kV / 441 pF ドアノブコンデンサ パルス安定性が契約で求められる高電圧フィールドサービスプログラムにおいて、輸入された一流部品を置き換えた。 クロスリファレンス この表は、一般的な輸入部品番号をHVC相当品にマッピングしたものです。

配送とサポート

標準部品は4～8週間、マッチングされた制振セットは6～10週間で出荷されます。アプリケーションエンジニアリングでは、過渡インピーダンス測定、分岐サイズ決定、リップル電流チェックをサポートします。パルスプロファイル、バスバー形状、繰り返し周波数をお送りください。HVCは5営業日以内に分岐構成と予想されるリングエンベロープを返します。

6。 よくある質問

Q1：600Vバス上の2Vリングは問題になりますか？

単体ではバス電圧の0.34%に過ぎず、無害です。しかし、繰り返し周波数が高くなるとリングが重なり合い、エンベロープが6V、つまり1.09%まで拡大します。これは、アーク電流ループに必要な定常状態精度0.5%を超えています。

Q2：なぜコンデンサを追加してもリンギングが解消されないのですか？

容量が増えると共振周波数が可聴帯域まで下がり、ピークリング電流が増加します。数キロヘルツ以上の周波数では、バンクのインピーダンスは抵抗とインダクタンスによって決まるため、重要な周波数ではマイクロファラッドの容量が増えても何も変わりません。

Q3：20.6 mΩという臨界値はどこから来たのですか？

これは、L_bus ÷ C_eff の平方根の 2 倍から算出され、500 nH および 4.7 mF の場合、2 × 10.3 mΩ となります。バンクは既に 20 mΩ を供給しているため、500 nH の場合は臨界値をわずかに上回る値となります。

Q4：最も軽量な修理方法は？

バスバーを積層することで、インダクタンスを500 nHから100 nHに、リング電圧を2.06 Vから0.92 Vに低減し、新たな部品を一切使用せずに2.2倍の低減を実現しました。

Q5：そもそもなぜこの分岐回路に抵抗器が必要なのですか？

それがないと、分岐回路は自身のループインダクタンスと約290kHzで共振し、減衰角が移動する。15mΩの抵抗器を使用すると、分岐回路は臨界周波数の1.4倍になり、リングは単一の減衰特性を示すようになる。

Q6：どの部品を1回の資格試験走行に含めるべきですか？

100 µF N4700 ブランチとその 15 mΩ 抵抗は、 フィルムコンデンサ フィーダーと 厚膜抵抗器 ブリーダーバルブ内で、1回の熱サイクルで4つすべてをカバーします。

7。 リファレンス

1. E. クッフェル、WS ザングル、J. クッフェル、 高電圧工学の基礎第2版​​、ニューネス、2000年。
2. モハン、N.、アンダーランド、TM、ロビンス、WP、 パワーエレクトロニクス：コンバータ、応用、設計第3版。ニュージャージー州ホーボーケン：ジョン・ワイリー・アンド・サンズ、2003年。
3. MIL-HDBK-217F 通知 2、 電子機器の信頼性予測、1995。
4. IEC 60384-1:2021、 電子機器用固定コンデンサ - パート1：一般仕様第6版。ジュネーブ：IEC、2021年。
5. B. Wang、J. Meng、P. Zhao、 可変速ドライブにおけるアルミ電解コンデンサの経年劣化状態監視、IEEE Transactions on Power Electronics、vol. 37、no. 4、pp. 4564-4574、2022年。https://doi.org/10.1109/tpel.2021.3121813。
6. M. マルケソーニ他、 HVDCアプリケーション向け電圧源コンバータにおけるコンデンサ電圧リップルの最小化、2019年AEIT HVDC国際会議（AEIT HVDC）、pp. 1-6、2019年。https://doi.org/10.1109/aeit-hvdc.2019.8740647
7. 要求の厳しい用途向けフィルムコンデンサMFPタイプTDKエレクトロニクス（EPCOS）、https://www.tdk-electronics.tdk.com/download/1211170/0a03733d8613c569c5a68ff1318e7c46/pdf-en.pdf 。
8. IEC 61071-2014 規格 Конденсаторы силовые электронные (パワーエレクトロニクス用コンデンサ)。 Москва: Стандартинформ、2014。
9. H. WangとF. Blaabjerg、 電力変換器におけるDCリンク用途向けコンデンサの信頼性 ― 概要、IEEE Transactions on Industry Applications、vol. 50、no. 5、pp. 3569-3578、2014。https://doi.org/10.1109/tia.2014.2308357。
10. HVCアプリケーションエンジニアリングチーム、 高電圧セラミックコンデンサ 技術リソース、https://www.hv-caps.com